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最简单的电路,上电就烧MOS管,救急!(附图)

来源:    编辑:    发布时间:2018-02-06 08:42:00    浏览量:
最近很忙,前一阵子做的300W正激电路经过改进,加了过流短路保护,重新设计了PCB,趁“五一”放假,赶制完成,却接连烧了6只9N90,很郁闷.请大侠支个招吧.
该电路只烧MOS管,其它都安然无恙.






变压器参数:
EE40磁芯,AeAw=3cm4
f=95kHz
1-2:55T,0.3mm
3-4:45T,0.3mm*6
5-6:36T,0.9mm*2
7-8:8T,0.3mm
采用三明治绕法,从内至外:24:55:12+12+12:21:8
原边电感7mH,漏感0.023mH. 个人分析:
1、3842最大占空比为95%,可能刚开机时Duty太大,反激电压太高击穿MOS;
2、软启动不起作用;
3、RC吸取设计不当 还没睡啊? 这个东西忙了我2天,可是还是不行,睡不着啊. 放松一下可能会有灵感哦. 你的元件参数好象有点问题! 哪个有问题?我就是不知道哪个元件的参数造成的.原理图应该没问题,就是元件参数不知道怎样调试,没有经验啊. R409做10A的保护,是不是保护点过大了? 断开6脚与场管的连线加电过程中测一下其波形不就知道该怎么办了? 6脚波形还好,就是MOS的G脚波形有问题,试着增大R407,震荡减轻,但是波形上升下降太缓了,成了三角波. 加电过程中.......... R407并一个二极管试试! 可以考虑再加一级图腾推动.

对上面波形说明: 上升的结果由推动能力不足导致,
下降的结果由电路分布电感导致. 你要多大推动? 告诉你个类似的问题,我也碰到过
可能是变压器设计的时候,输入电压范围太宽了,导致输出二极管上反向耐压过大,开机瞬间将副边短路而烧坏开关管!
还有就是UC3842你应该将最大占空比设定在小于0.45--0.47左右
否则会因为不能及时复位而烧坏开关管! 输出二极管反向耐压过大为什么会导致MOS烧了? 缓启动电路有问题,少了个二极管 取样电阻R409太小了,取0.25欧姆较为合适.另外,进PIN3的RC常数太大,C取102或222足够了. 即使用103的瓷片电容也不行啊,尖峰都将MOS关断了. 你测试过7脚电压了吗? 如果是这样的话,那PCB板布线有问题.另外,如果正激主要由绕组进行磁芯复位的话,占空比不可超过50%. 我想你是对的,f=95KHz时总烧管,f=66Khz时不烧了,我想频率太高了,PCB干扰太大了. 不完全是这样,就看你改变频率的时候是改的电阻还是电容,
因为电阻和电容的改变会不同效果的改变占空比. 我觉得可能是VCC提供给MOSFET 的驱动电流造成的,不妨改用外部电源供电.
如果驱动上升沿和下降沿太慢,看能不能改成推挽驱动. C103应该靠近控制芯片的引脚. 为个问题我以前也碰到过 也是很郁闷 Reason:duty cycle is too large, core is saturation and MOSFET damages.
1. change 3845 (D < 50%) instead of 3842 (d>50%).
and
2. 1-2 turns should be equal to 3-4 for maximum duty cycle=0.5.
3. if regulation can not achieved, change the turns ratio of transformer. I dont thing the duty cycle is too large.I change to f=66KHz,the system seems to be stable.Use small R and Large C,duty cycle is limited to 65%. 1-2:55T,0.3mm
3-4:45T,0.3mm*6
Check your truns of 1-2:55T,and 3-4:45T.Something wrong with it.If you can operate with 65%, 1-2;45T, 3-4:55T is possible.RCD network results in power loss.It is not a good topology.Try Lossless snuber. 所谓的最大占孔比是指ic本身的设计潜力,你完全可以用的小于50%.所以换ic感觉没有意义.个人感觉,正激电路的占空比好象都在50%以下,本电路是不是设计的有点过大 恩,好像3843本身就小于50%,限宽调整就比较容易点.不该用3842. 通过一阵子忙活,将R301改为75欧,C404改为18n,R406改为1K,f=66KHz,现在可以工作了,且软启动也正常了(1S左右),但是仍有问题:
1、变压器“嘶嘶”叫,声音不大,加了200欧的负载不叫了;
2、3842的3脚总检测到尖峰,一个周期内将MOS关断了两次;RC网络优化不好,不知如何解决;

现在有点不敢测试了,烧MOS把我烧怕了,有点神经质了,上电瞬间都想远离这个该死的东西.各位大侠都有这样的经历吗? 一个周期内将MOS关断了两次??
什么意思 开通时的尖峰和关断时的尖峰,将MOS关断了两次.由于没加重负载,原边电流很小,不可能过流的. 不要笑我,呵呵.我也正苦恼我的电路.
一个周期内关断两次,是什么外在现象呢
你是如何判断的?还是用什么仪器?
另外,我的驱动波形丢失(我的辅助电源不是辅助绕组
是单独的辅助电源),就是说,有的驱动波形在示波器上
消失了,也是电路关断的表现么
电流互感器器的副边是否需要注意相位?
请各位帮忙 那是输出过压调整. 是调整步稳定的表现 应该如何判断电路是否稳定呢,还有 ,调整的时候从那里入手
谢谢 可以通过测量相位增益图判断(看增益余度),

瞬态响应观测更直接一点.调反馈参数了. 我也在用3843做正激电路,出了一写奇怪的问题:
1 只给控制电路加电时候,4脚的波形非常漂亮,可是一带主电路,pin 4
的波形会出现震荡干扰
2 随着负载的加大,会出现驱动脉冲隔个开宽的现象,就是说一串脉冲中
第一个如果是开宽的话,第二是又成了窄的了.....

连续干了几天,都没有结果,不知道有知道原因的么 这个问题我解决了,我把电流取样电阻加大到0.5欧,3脚滤波电容加大到103,驱动电阻加大到47欧,驱动波形基本正常了,可以带载到2A. R301取值是不是太大了点?在说了3842(占空比100%)也不适合做300W功率的! 使用大Ct小Rt可以控制最大占空比,现在Rt改为1K,Ct改为18n,测试f=65KHz,最大占空比(IC单独加电,主电路不加电)为65%. 你试一下我的参数,Rt 680欧 Ct 18n
频率大约75K占空比45% 你的显现看来,你有必要重新步版. 把R301改成22看看 我一直很纳闷R301是给PWM IC的供电电源,
改变R301的大小只能是为提供PWM IC电流
的大小罢了.那又与占空比有什么关系?
一直情况下,占空比是怎样控制的,怎样用
示波器测试它的波形? r301的大小会影响电路短路保护时候的敏感度 烧几个管子无所喂解决问题就好,想当初大家试制大功率电源时就烧掉了20个IGBT(BSM200GB120DN2)总算成功了. 你,你太强了啊,那可是1w多啊,一般先调试保护功能,再看上下管死区.实在不肯定可以在主回路中串接一个大功率小电阻. 40KW的BTL连接的串联谐振的PDM+PFM调功的,300V没出问题,加到540V就出问题了. 3脚的尖锋是会有的,个人觉得rc的时间常数太大,c用102,或者更小,一个周期出现两次关断这种情况应该是次谐波振荡,可以通过调节反馈来解决
还有请教一下q401的作用,是用来做短路的吗 Q401是按照坛子里逍遥子提供的短路保护方案设计的,关于3脚RC的时间常数问题,按照正常设计,C应在470pF左右,但是尖峰仍然滤不掉.难道和C的种类有关吗?我的C403是瓷片电容.
另外反馈怎么调?谢谢! 此电路的反馈可以调节R506的阻值.
小电阻反馈敏感,可是容易震荡
大的反之 二次关断是什么原因造成的,因该怎样去解决这种问题,谢谢!
关注中! 3842供電太高,輸出給mosfet的電壓超出20v,可加p6ke18a給ic穩壓 我感觉这样给3842电源供电不太好吧》 有問題,要用數據來說,這樣有說服力 请问你的VCC(3842的电源电压)多大? R301改为75欧后,加200欧负载时,Vcc=17V,计算一下,电流为23mA. 你在3842第6脚驱动电阻上反向并联一个二极体 原来是有一个二极管,但是发现驱动不稳定,去掉了. 感谢大家的关注,现在将频率改为66KHz了,变压器重新进行了设计:
EE40,Ae=1.26cm2,Aw=3.38cm2,AwAe=3cm4,f=66KHz
1-2:55T,0.3mm
2-3:52T,0.9mm
5-6:41T:0.9mm*2
7-8:7T,0.3mm
采用三明治绕法,原27T:去磁55T:屏蔽层:副(14+13+14)T:屏蔽层:原25T:辅助7T.
不小心将变压器装反了,烧了2个3842,惨,明天还得去多买几片3842. 你完蛋了,原边绕组要和复位绕组匝数保持一致才行,你去了解一下正激电路的工作原理吧!而且绕制工艺上要使原边绕组与复位绕组耦合最佳 我不这么认为,复位绕组没有必要完全与原边绕组匝数完全一致,当复位绕组与原边绕组匝数一致时,复位时间与导通时间一致,即占空比为50%,复位绕组匝数增加几匝,是为了保证复位完全.
现在将辅助改为10T,供电加了电感和续流二极管,电源可以工作了,等我测试完成后一定将心得写给大家,让大家来指正. 我非常同意55帖的意见,还有一个问题就是绕制时要注意相位. 是不是吃占空比?你的回能绕组是不是有问题啊,同名端之类,主要是在做变压器的时候有没有出错.你先单独给3842供电.然后输入用直流稳压源慢慢从0往上升,看一下输入电流.怎么样?再仔细看看.另外,别的参数,3842第三脚吸取参数也会引起电路不稳.容易出现这种情况. 看你的元件摆放有问题,大电容,MOS管,变压器之间的距离太远了 是啊,没有经验,元件位置不很合理.不过现在总算可以工作了,经验如下:
1、频率不能太高,否则PCB很容易带来问题,原来100KHz就烧管,现在66KHz就不烧了;
2、驱动电阻很重要,不同的MOS需要不同的驱动电阻,否则发生震荡烧管;
3、3842的3脚RC网络不合适的话,滤不掉开通的尖峰,会造成打嗝;
4、光偶LED限流电阻不合适会造成不稳定,变压器会产生噪音;
5、辅助绕组正激方式供电一定要加电感,否则电压非常不稳,负载电流大时极易烧UC3842.

现在的问题是续流二极管发热严重(3A负载电流),还没有解决的办法. 不知你有没有解决,我觉的你输出电路中的滤波太多了.可以减少一组LC试一下. 滤波不算多,因为是单端正激输出,脉动电流大.
续流二极管发热的问题已经找到原因了,是反向恢复损耗太大造成的,需要使用更快恢复的二极管.由于使用了EI磁芯电感代替了原来的环型磁心,感量达到1.5mH,根据理论计算,续流二极管的有效电流达到整流二极管的3倍以上,因此损耗很大,远超过开关MOS.可笑的是我原以为MOS的损耗大,因此图中MOS加了很大的散热片,实际正好相反.将二极管加大散热片后温度正常了.
也可以在续流管上并RC(220/221),将损耗转移到R上.其次是使用更快恢复的续流二极管. 你说的是L501吗?
不知道续流二极管电流是怎样计算出来的. 参考张占松的《开关电源的原理与设计》中的Buck电路部分. 电感量越大,电感变化的电流不是越小吗?
我的意思是电感增大应该不会影响续流二极管电流增大.
应该与你的OFF TIME 有很大关系吧? 电感越大,电流变化量越小,不等于电流越小. 同意.
但是你觉得电感在此时(0.5mH 改为 1.5mH)
会对续流管电流有很大影响吗? 0.5mH改为1.5mH,对续流管的影响应该从负载电流方面考虑,当负载电流小时,电感电流不连续,此时续流二极管电流不大,但是负载电流上升到电感电流连续后,续流二极管电流也增大,功耗较大.因此不能一概而论.
总之,电感电流连续时,我认为续流二极管的电流更大一些. 在电感电流连续时:
Id(avg)=Vo/R(1-Don)
何来Id(avg)变化. 你去看看张占松书中关于Buck电路的描述吧,那里说明的很清楚. 小女子我想问大哥你一个问题:我听很多人在谈论的时候,什么电压传输出比?比如说要求输出10V,变压器的线圈是几比几的?
这是怎么计算的?好像不用怎么计算,我见好多人一下就知道了? 应该是匝数比吧,理想变压器的输入输出电压比与匝数比相等(平均值). 据我所知!匝数比是副边/原边=匝数比啊!
那根输出电压是什么关系?
为什么有很多人,只要输出多少电压,不有计算一下子就知道原边和副边的匝数呢? 匝数比又称变比,一般用n表示,表示原边:副边(Np:Ns).
你学过电工或电子学没有?先看看基础的书吧. 大哥,我知道匝数比的关系(n= Np /Ns = ( Vin * Dmax )/ Vo+Vf),
但我想知道输出电压的关系比是怎样的?一般输出1V的电压,它的关系比的多少? 正激和反激是不一样的,不要混淆了,我这个是正激,最简单的:
Vo=Vin*D/n
反激中,Vin为Vf. 哦! 二次关断是什么原因造成的,因该怎样去解决这种问题,谢谢!
关注中! **此帖已被管理员删除** 不知道是不是你的原理图不对 R402感觉好像画的不对,你这样缓启动就没作用了吧!不知道你解决了没有

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