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RF混频器在3G无线基站接收器中的应用

来源:    编辑:    发布时间:2020-11-28 06:04:57    浏览量:

  1 引言

  凌特企业(Lineat Technology)推出的LT5527型高线性度有源下变频RF混频器能大幅降低3G蜂窝基站的成本并简化其设计。

LT5527 RF混频器具有3.7 GHz的最高工作频率,在1.9 GHz时,LT5527具有23.5 dBm的IP3(输入3阶截取)线性度、2.3dB转换增益和12.5 dB噪声指标,符合3G蜂窝基站和其他高性能无线基站接收器的动态范围要求。

LT5527的本机振荡器(LO)和RF输入以单端方式工作,具有内置50Ω 阻抗,只需很少外部匹配器件,可降低基站成本和缩短设计时间。

此外,LT5527内包含1个低噪声LO缓冲器,允许工作于-3 dBm LO驱动功率,解决了RF隔离难题,无需外部滤波电路。

  LT5527工作于400 MHz~3.7 GHz的宽频率范围,该范围覆盖850 MHz蜂窝频带、1.9 GHz~2.1GHz W-CDMA及UMTS频带,也覆盖了工作于450MHz、2.4 GHz和3.5 GHz频带的其他高性能无线设备。

LT5527在RF和L0输入端都有片上RF变压器。

这些变压器方便了50 Ω阻抗匹配,并使输入能以单端方式工作。

  2 LT5527的主要特性及引脚功能

  2.1 LT5527的主要特性

  LT5527采用单5 V工作电源,典型工作电流为78 mA。

它可用EN引脚关断。

关断时,最高消耗100μA静态电流。

LT5527采用16引脚4 mmx4mm QFN封装。

LT5527的主要特性如下: ●50Ω单端式的RF和L0; ●高输入IP3:0.9 GHz时的输入IP3为+24.5dBm,1.9 GHz时的输入IP3为+23.5 dBm; ●0.9 GHz时的转换增益为3.2 dB,1.9 GHz时的转换增益为2.3 dB; ●低噪声:O.9 GHz时的噪声指标为11.6 dB,1.9 GHz时的噪声指标为12.5 dB; ●高L0-RF及LO-IF隔离; ●L0至RF泄漏为-44 dBm; ●工作电压范围为4.5 V~5.25 V。

  2.2 LT5527的引脚功能

  LT5527由高线性双平衡混频器、RF缓冲放大器、高速限幅LO缓冲器及偏置/使能电路构成,RF和L0输入以单端方式工作,IF输出是差分输出,低端LO和高端LO注入均可用。

LT5527的外引脚排列如图1所示,内部结构如图2所示,各引脚的功能如下所述。

LT5527

   NC(1,2,4,8,13,14,l 6):这些引脚内部不连接,与电路板的地相接,以改善LO至RF及LO至IF之间的隔离。

RF(3):RF信号输入端,该引脚内部与RF输入变压器的初级相连。

若RF信号源不被DC阻隔,则需串联一耦合电容器。

在1.7 GHz~3 GHz之间,RF输入由内部匹配。

400 MHz,3 700 MHz都需外部匹配。

EN(5):使能端,当输入使能电压超过3 V时,混频器电路通过6、7、10和11启动。

当输入电压低于0.3V时,所有的电路都不工作。

EN=5V时的典型输入电流为50 mA,EN=0 V时,电流为0μA。

即使在启动时,EN端的电压也不应超过Vcc0.3V。

Vcc2(6):偏置电路的电源输入端,电流消耗为2.8mA。

该端外部接至Vcc1端,并接l 000 pF及1μF的耦合电容器。

Vcc1(7):LO缓冲器的电源端,电流消耗为23.2mA。

该端外部接至Vcc2端,并接l 000pF及1μF的耦合电容器。

GND(9,12):地端,该端和底板地相连以增强隔离度,也是电路板上的RF地。

IF-,IF+(10,11):IF信号差分输出,需进行阻抗变换以实现输出匹配。

这些端子通过阻抗匹配电感器、RF扼流圈或变压器中心抽头与Vcc相连。

LO (15):本地振荡器的单端输入,该端内部与L0变压器的初级相连。

在1.2 GHz~5 GHz之间,LO输入可内部匹配,在380MHz以下工作时需简单的外部匹配。

Exposed Pad(17):整个电路地的返回端,必须焊接至印刷电路板的接地面。

  3 LT5527的应用电路设计

  图3示出由混合变压器构成的lF匹配电路,以达到最低LO-IF泄漏和最宽的IF带宽。

图4示出由1个离散的IF不平衡变压器代替IF变压器的电路,以降低成本和缩小尺寸,尽管离散的IF不平衡变压器也有较理想的噪声系数、线性度及较高的转换增益,但是LO-IF泄漏降低,IF的带宽减小。

LT5527的应用电路设计

  3.1 RF输入端的设计

  RF输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成,变压器的初级与RF输入端(引脚3)和地连接,变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。

  变压器初级的一端内部和地连接,如果RF源有DC电压,则在其输入端接入耦合电容器。

在1.7GHz~3 GHz之间,RF输入可由内部匹配,在这个频率范围不需要外部匹配。

频带边沿输入回波损耗的典型值为10 dB。

  在低频带边沿的输入匹配电路中,串联的最佳电容器的值是2.7 pF(引脚3),以改善1.7GHz的回波损耗(>20 dB);同样,为改善2.7GHz的回波损耗(>30dB),其匹配串联的最佳电感器感值是1.5 nH。

同时,串联1.5nH/2.7 pF匹配网络使频带的边沿更理想,并将RF的输入带宽扩大至1.1 GHz~3.3 GHz。

  在400 MHz低频处或3.7GHz处,RF输入匹配网络在原有基础上增加并联电容器C5,如果450MHz下的输入匹配电容器C5的容值为12 pF,在评估板的50 Ω输入传输线上,位于距离引脚34.5 mm的位置;900 MHz下的输入匹配电容C5=3.9 pF,位于距离引脚3 1.3 mm的位置;3.5 GHz下的输入匹配电容器C5=O.5 pF,位于距离引脚34.5mm的位置。

这种串联传输线/并联电容器匹配拓扑使得LT5527可用于倍频标准,而不需要修正电路板的设计。

串联传输线可用串联的片式电感器代替,以使布局更简单。

RF输入阻抗和Sl1与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。

S11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配网络,模拟和RF输入滤波器的接口连接。

RF输入阻抗和Sl1与频率的关系

  3.2 LO输入端的设计

  LO输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成,其中,放大器驱动混频器,得到最高的线性和最低的噪声,1只内部耦合电容器和变压器的初级串联,无需连接外部耦合电容器。

尽管内部放大器将最大有效频率限制在3.5 GHz,但在1.2 GHz~5 GHz范围内,L0输入由内部匹配。

当然输入匹配可以变换,在低频(750 MHz)处,给引脚15并联1只电容器(C4),850MHz~1.2 GHz匹配中,C4=2.7 pF。

  750 MHz以下的LO输入匹配要求串联电感L/4并联电容C4,在650 MHz~830 MHz,其匹配网络的L4=3.9 nH,C4=5.6 pF;在540 MHz~640MHz,其匹配网络的L4=6.8 nH,C4=10 pF。

评估板不包含L4的焊盘,因此可切断近处的引脚15以便插入L4,L4是低功耗多层片式电感器。

  频率大于1.2 GHz时,尽管放大器提供的功率有几个dB,但最佳LD驱动功率只有-3 dBm(I/0输入功率变化,混频器性能不变);在频率低于1.2GHz的情况下,尽管-3 dBm的L0驱动功率仍然提供高转化增益和线性,但是为了得到最佳噪声,LO驱动功率为0 dBm。

自定义匹配网络的阻抗数据见表2,并参考LO端没有匹配时的情况。

自定义匹配网络的阻抗数据

  3.3 IF输出端的设计

  IF输出端(IF+和IF-)和晶体管混频开关的集电极连接,如图5。

IF+和IF-分别有电压偏置,主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。

每个IF端从总电流(52 mA)中分出26 mA的电流。

为了得到最佳单端工作性能,这些差分输出需通过1个IF变压器或1个离散的IF不平衡变压器与外部电路结合。

图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的IF变压器,图4所示的电路由1个离散的IF不平衡变压器实现同样的功能。

低频时IF输出阻抗可等效415 Ω并联2.5 pF的电容器。

频率与IF差分输出阻抗的关系如表3所示。

这些数据参考封装引脚(没有外部元件),包含了IC和封装寄生效应的影响。

对于IF频率为几千赫兹的低频或600MHz的高频,可匹配输出IF。

IF输出端的设计

  差分单端IF匹配的方法有以下三种:

   (1)直接8:1 IF变压器匹配

  IF频率低于100 MHz时,最简单的匹配设计是将1个8:l变压器连接到IF端,变压器将进行阻抗变换并提供单端50Ω输出。

在图3所示电路中,这种匹配通过短接L1、L2、用8:1变压器(不设置C3)代替4:1变频器即可实现。

  (2)低通滤波器+4:1

  IF变压器匹配实现最低的LO-IF泄漏和较宽的IF带宽很简单,如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。

匹配 元件C3、Ll和L2结合内部2.5 pF电容器形成1个400 Ω~200 Ω低通滤波匹配网络,该匹配网络谐振于所希望的lF频率。

这里4:l变压器将200Ω差分输出变换成50Ω的单端输出。

  该匹配网络对40MHz以上(包括40MHz)的IF最为合适。

对于40 MHz以下的IF频率,若串联电感器(Ll、L2)的电感值取得过高,用这样的电感和寄生效应将影响稳定性,因此,8:1变压器适合于低IF频率。

适用于 IF频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。

高Q值线绕片式电感器(Ll、L2)大大改善了混频器的转换增益,但对线性度还是有点影响。

低通滤波的匹配元件值

  (3)离散IF不平衡变压器匹配

  在许多应用中,可以用离散IF不平衡变压器代替IF变压器,如图4所示。

Ll、L2、C6和C7的值可用式(1)、式(2)计算,在IF频率希望值上得到 180°相移,并提供50Ω的单端输出。

电感器L3的值也可计算,但L3抵消内部2.5pF的电容器,L3也为IF+端提供偏置电压。

低功耗多层片式电感适合Ll、L2,为了得到最大转换增益以及为IF+端提供最小DC电压,L3选用高Q值线绕片式电感器,C3是DC的隔离电容器。

离散IF不平衡变压器匹配

  与低通滤波4:1变压器匹配技术相比.这种网络提供约为0.8 dB的高转换增益(忽略IF变压器上的损耗),较好的噪声系数和IP3。

IF中心频率偏移±15%,转换增益和噪声下降约1 dB。

超过+15%以上,转换增益逐渐减少,但噪声迅速增大。

IP3对带宽不太敏感,与低通滤波4:1变压器匹配相比仍可实现以最佳性能,除了IF带宽,最大的差别是LO-IF泄漏,减少约-38 dBm。

  通用IF频率下离散IF不平衡变压器的元件值如表5所示。

由于电路板和寄生效应的影响,表5中的值与计算值略有差别。

元件值

  对整个差分IF结构来说,还可以从另一个角度考虑,不用IF变压器,如图6所示,这里,混频器的lF输出匹配直接通过1个SAW滤波器,混频器IF端的电源由IF匹配网络中的电感器提供。

计算Ll、L22和C3的值,使之在希望的IF频率上谐振,并获得高品质因数和理想带宽。

调整L和C值,以消除混频器内部2.5 pF电容和SAW滤波器输入电容的影响。

在这种情况下,由于带通网络不变换阻抗,其差分lF输出阻抗是400Ω。

若SAW滤波器的输入阻抗大于或小于 400 Ω,就需要附加匹配元件。

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